傅海鹏 ，寇宁
（天津大学 微电子学院，天津 300072）
近年来，随着无线通信数据速率的加速增长以及语音、视频等多媒体数据的数据总量不断增加，无线局域网（Wireless Local Area Networks，WLAN）等室内无线通信系统已被广泛应用于移动电话、平板电脑和笔记本电脑等便携式设备上［1-2］.WLAN 是一种采用分布式无线电广播ISM 频段，将一个区域里面两个及以上支持无线协议的设备连接起来的数据传输系统.目前较常见的WLAN 使用的是IEEE 802.11ac（Wi-Fi 5）标准.为了满足更复杂的无线通信场景以及日益增长的数据传输量，IEEE 802.11 标准一直在不断发展［3］.最新一代IEEE 802.11ax（Wi-Fi 6）标准引入了更高的调制阶数（1024QAM）、更窄的子载波间隔、上下行OFDMA 技术，以及上下行MU-MIMO 技术等［4-5］.拓展的带宽以及更复杂的调制方式对收发机系统中的PA 提出了更严格的要求，包括高线性度、高输出功率、高增益、高效率，以及紧凑的面积等［6-8］.
由于多媒体技术对信号高速无线传输的要求，正交频分复用（Orthogonal Frequency Division Multi⁃plexing，OFDM）技术正越来越流行.采用OFDM 调制方式的信号具有很高的峰值平均功率比（Peak to Av⁃erage Power Ratio，PAPR）［9］.为了避免信号进入PA的非线性区域而导致的信号非线性失真，高 PAPR 要求PA 提供比实际使用的平均输出功率更高的最大输出功率，以满足误差矢量幅度（Error Vector Magni⁃tude，EVM）的要求.因此，PA 不可避免地工作在功率回退区域，从而导致效率下降［10］.
在PA 偏置电路的选择上，使用有源偏置可以提升PA 的大信号性能.文献［11-12］采用的自适应偏置电路是对有源偏置电路的改进，但未在偏置电路与射频通路间进行处理，使得射频信号在大信号情况下泄漏至偏置电路中.文献［13］采用自适应线性化偏置电路提升PA 线性度，但是该偏置精度易受电阻工艺偏差的影响.
与CMOS 工艺相比，InGaP/GaAs 异质结双极晶体管（Heterojunction Bipolar Transistor，HBT）工艺具有较高的功率密度、良好的线性度和高增益［14］，是实现高线性度与高功率PA的很好的选择.
针对上述问题，提出了一种基于GaAs HBT 工艺的功率放大器.采用三级放大器级联的结构达到较高的增益，采用电流镜有源偏置以提升PA 在大信号情况下的功率、效率以及线性度表现.仿真结果表明PA 实现了较高的增益、较大的输出功率以及较好的线性度，S参数测试结果表现出与仿真结果较好的一致性，大信号测试结果表明电路的线性度可满足WLAN 802.11ax标准.
本文提出的PA 原理图如图1 所示.PA 由主射频链路、偏置电路以及功率检测电路构成.主射频链路由三级放大器级联构成，偏置电路采用电流镜有源偏置.片上包括射频输入、输出pad 在内的所有pad均由金丝键合线连接至片外键合点.
图1 提出的功率放大器原理图Fig.1 Schematic of the proposed power amplifier
主射频链路中，PA1为第一级驱动放大器，PA2为第二级驱动放大器，PA3为输出级放大器.第一、第二级驱动放大器在输出端使用了片上电感L3、L5与旁路电容Cbypass.Cbypass的作用为提供等效射频地，屏蔽键合金线对匹配的影响.输出级采用金线直接键合至输出端的方案.一是由于输出级放大器在高功率输出时需要的直流电流很大，考虑金属直流承载能力问题，如果使用与前两级相同的供电方案会使得片上电感的线宽特别宽，十分占用面积，而键合金线的电流承载能力完全可以满足输出级放大器的直流电流要求.二是由于输出级放大器功率较高、负载阻抗很低，导致键合金线对其影响较小，金线足够长时对输出级可近似视为扼流电感，且金线长度变化带来的性能变化完全在可接受范围之内.仿真时发现当金线长度大于0.7 mm 后对输出级的影响很小，而实际加工后该金线长度至少为1 mm.
PA 的稳定性通常由稳定因子K表征.K的定义为：
为了提升PA 的稳定性、改善增益平坦度以拓宽工作带宽，在三级放大器的基极处均串联有如图2所示的RC 有耗稳定网络.若PA 在部分频带存在正反馈、环路增益大于1，则PA 存在振荡可能.RC 有耗稳定网络可以通过引入损耗、降低环路增益的方式提升稳定性，表现为K值的提升.
图2 使用RC有耗稳定网络的单级放大器原理图Fig.2 Schematic of a single-stage amplifier using an RC lossy stabilization network
由RFin端口看向晶体管T1的阻抗为
可以得到，稳定网络的阻抗Z会随频率的升高而减小，高频阻抗低、损耗小，低频阻抗高、损耗大.这在一定程度上可以缓和晶体管本身由于增益随频率升高而降低所造成的增益平坦度恶化.单级放大器有无RC 有耗稳定网络的稳定因子K与最大可用增益的对比如图3 所示.可以看出，使用RC 有耗稳定网络可以显著提升低频段的稳定性，K在0.5 GHz处便已经大于1.同时，5～6.5 GHz 内最大可用增益的差值由1.5 dB降为1.2 dB，有助于改善增益平坦度以拓展带宽.
图3 电路有无稳定网络最大可用增益与K值对比Fig.3 Maximum available gain and K value for circuit with or without stable network
偏置电路的作用是为功率级晶体管提供合适的工作状态.图4 为传统电阻分压偏置电路.此时，晶体管T1的偏置电压Vbias为：
图4 电阻分压偏置电路原理图Fig.4 Schematic of resistor divider bias circuit
晶体管集电极电流IC与偏置电压Vbias的关系可写为：
式中，Vt为热电压，IS为饱和电流，当忽略基极电流时，式（4）可进一步写为：
由上式可以得出，因为集电极电流IC与电阻R1、R2存在指数相关性，故电阻实际加工过程中产生的误差将会极大地改变晶体管的工作状态.同时，电阻分压偏置也会影响PA 的大信号性能.对于AB 类偏置的放大器，当输入信号逐渐增大时，BE 结二极管的整流作用使基极电流增大、偏置电压减小，从而产生增益压缩与相位失真，进而影响PA的线性度.
为了减小电阻加工误差对电路的影响、提升PA的输出功率与线性度等大信号性能，偏置电路均采用如图5 所示的电流镜有源偏置.其中，晶体管T2的集电极由金丝键合线连接至片外，片外提供300 μA的基准电流.晶体管T2与T3采用基极与集电极短接的连接方式，等效为两个二极管串联.由于二极管的钳位作用，晶体管T4的基极电压将保持不变.晶体管T4所需的VDD为5 V 供电电压，在电路版图中，三级偏置电路所需的VDD均连接至第二级放大器5 V 供电pad，不占用额外键合点.L1为扼流电感，Cbypass为旁路电容，其作用为防止大部分射频信号泄漏到偏置电路中.当PA 工作在小信号情况时，该偏置电路为射频链路的功率晶体管提供稳定偏置.当输入信号逐渐增大时，晶体管T1需要更多的集电极电流，因此基极电流需要增大.相比于电阻分压偏置，有源偏置可以为晶体管T1提供更多的基极电流，从而补偿T1因输入信号增大而降低的偏置电压.仿真得到的功率晶体管在使用有源偏置与使用电阻分压偏置时输出功率与PAE 的对比如图6所示，AM-AM 失真与AMPM失真的对比如图7所示.
图5 有源偏置电路原理图Fig.5 Schematic of active bias circuit
从图6 可对比得出，使用有源偏置时功率级晶体管的饱和输出功率、峰值PAE 分别可达到22.5 dBm 与60 %，而使用电阻分压偏置时其饱和输出功率、峰值PAE 仅为18.9 dBm 与54 %.从图7可对比得出，对于使用电阻分压偏置的功率级晶体管，其AMAM失真与AM-PM 失真比使用有源偏置的功率级晶体管更为严重.仿真结果验证了电路使用有源偏置的可行性，说明有源偏置可提升电路的输出功率、效率，降低AM-AM 失真与AM-PM 失真从而改善电路的线性度.
图6 电路使用电阻分压偏置与有源偏置的输出功率与PAEFig.6 Output power and PAE for circuit using resistor divider bias vs using active bias
功率检测电路能把大动态范围的射频输出功率转换成一个小动态范围的直流电压，从而实现对PA输出功率的检测.使用了一种如图8 所示的可靠性好、结构紧凑的功率检测电路.D1、D2、D3、D4为检波二极管，C1为耦合电容，C2为滤波电容，R2为负载电阻，R2上的压降V1为功率检测电路的输出电压.该电路需要的供电电压VDD在版图中与第三级放大器的5 V供电pad 相连，不占用额外的键合点.信号经过检波二极管的逐级整流变为半波信号后，被滤波电容C2过滤掉高频成分，剩余的直流成分便是需要的输出信号.
图8 功率检测电路原理图Fig.8 Simplified schematic of power detector
图9 为输出匹配与功率检测电路的3D 版图.电感均采用3 层金属并联的方式提升Q值、减小损耗，从而提升PA 性能.整个输出匹配及功率检测电路十分紧凑，面积仅为0.61 mm×0.31 mm，有利于减小芯片面积.
图9 输出匹配与功率检测3D版图Fig.9 3D layout for output matching and power detector
本节将介绍芯片的仿真与测试结果.芯片的显微镜照片如图10 所示.芯片面积为1.69 mm×0.73 mm.测试时，芯片的所有pad均由金丝键合线连接至片外测试板.测试板照片如图11 所示.测试板使用4350板材.
图10 芯片显微镜照片Fig.10 Microscope photo of the chip
图11 测试板照片Fig.11 Photo of the test board
S 参数的仿真与测试结果对比如图12 所示.仿真结果表明，在5.1～6.5 GHz 内，PA 的S21 为33～ 33.7 dB，S11<-9.8 dB，S22<-11.5 dB.测试结果表明，在相应频带内，S21为29～31.8 dB，S11<-7.6 dB，S22<-12 dB.S参数的测试结果与仿真结果较为一致.
图12 S参数仿真与测试结果Fig.12 Simulation and test results for S-parameters
仿真得到的饱和输出功率与PAE 如图13 所示.在5.1～6.5 GHz 内，饱和输出功率为32.8～34.9 dBm，PAE 为38.7 %～42 %.5.5 GHz、5.7 GHz 与6 GHz 处，增益与PAE 随输出功率变化的实测结果如图14所示.
图13 饱和输出功率与PAE的仿真结果Fig.13 Simulation results of saturated output power and PAE
图14 不同频率下增益与PAE随输出功率变化的测试结果Fig.14 Test results of PAE and gain versus output power at different frequencies
仿真的EVM 随输出功率变化的结果如图15 所示.在满足无线局域网标准802.11ax、调制策略为MCS7的情况下，EVM 达到-30 dB时，PA 的输出功率为20～21 dBm.实际测试时，PA 在5.3 GHz 与5.8 GHz处，调制策略分别为MCS7、MCS9 与MCS11，且EVM分别为-30 dB、-35 dB与-43 dB时的输出功率如表1所示.
表1 输出功率测试结果Tab.1 Test results of output power
图15 EVM随输出功率变化的仿真结果Fig.15 Simulation results of EVM versus output power
仿真的功率检测点输出电压随输出功率变化的结果如图16 所示.当输出功率从0～30 dBm 变化时，功率检测点电压为0.27～1.3 V，在输出功率30 dBm处不同频率的电压差值<0.25 V.
表2 提出的功率放大器性能比较Tab.2 Performance comparison of the presented power amplifier
图16 功率检测电压随输出功率变化的仿真结果Fig.16 Simulation results of power detection voltage versus out⁃put power
本文提出了一款基于GaAs HBT 工艺的高功率、高线性度、面积紧凑的功率放大器.设计采用RC 有耗稳定网络提升放大器稳定性、改善增益平坦度，采用有源偏置提升PA 在大信号情况下的功率、效率与线性度表现.后仿真结果表明电路增益为33～ 33.7 dB，饱和功率为32.8～34.9 dBm，PAE 为38.7 %～42 %.S参数测试结果与仿真结果表现出较好的一致性，大信号测试结果表明电路的线性度可满足WLAN 802.11ax标准.
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